一种LED串的DCM升压转换器的设计方案
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0 引言 固定频率升压转换器非常适合于以恒流模式驱动LED串。这种转换器采用不连续导电模式(DCM)工作，能够有效地用于快速调光操作，提供比采用连续导电模式(CCM)工作的竞争器件更优异的瞬态响应。当LED导通时，DCM工作能够提供快速的瞬态性能，为输出电容重新充电，因而将LED的模拟调光降至最低。为了恰当地稳定DCM升压转换器，存在着小信号模型。然而，驱动LED的升压转换器的交流分析，跟使用标准电阻型负载的升压转换器的交流分析不同。由于串联二极管要求直流和交流负载条件，在推导最终的传递函数时必须非常审慎。 本方案先将使用基于所研究转换器之输出电流表达式的简化方法。然后将深入研究应用方案，验证测量精度，并与理论推导进行比较，最终验证了本方案的实用性。 第1部分：的驱动LED串的DCM升压转换器的理论 1 驱动LED串以发光的升压转换器 图1显示了驱动LED串的恒定频率峰值电流工作模式升压转换器的简化电路图。输出电流被感测电阻Rsense持续监测。相应的输出电压施加在控制电路上，持续调节电源开关的导通时间，以提供恒定的LED电流Iout.这就是受控的输出变量。
图1:动LED串以发光的升压转换器 发光时， LED串会在LED连接的两端产生电压。这电压取决于跟各个LED技术相关的阈值电压VT0及其动态阻抗rd.因此，LED串两端的总压降就是各LED阈值电压之和VZ,而而动态阻抗rLEDs表示的是LED串联动态阻抗之和。图2显示的是采用的等效电路。您可以自己来对LED串压降及其总动态阻抗进行特征描述。为了测量起见，将LED串电流偏置至其额定电流IF1.一旦LED达到热稳定，就测量LED串两端的总压降Vf1.将电流改变为稍低值IF2并测量新的压降VF2.根据这些值，您可计算出总动态阻抗，即：
“齐纳”电压约等于LED串电压VF1减去rLEDs与测量点电流之积：
图2:LED采用串联连接 需对它们的阈值电压进行累加;而总动态阻抗是串联连接的各个LED动态阻抗之和。回头再看图1,LED串与感测电阻Rsense串联。总交流(ac)阻抗因此就是两者之和：
图3是大幅简化的等效直流(dc)电路图。直流输出电压Vout等于输出电流Iout与电阻Rac之积再加齐纳电压，在交流条件下，由于齐纳电压恒定，故上述等式可简化为：
图3:直流简化电路图 2 简化模型 电流源实际上指的是从输入电源获得并无损耗地传输到输出的电流。电流源可以被控制电压Vc向上或向下调节，而Vc逐周期设定电感峰值电流。控制器通过升压转换器开关电流感测电阻Ri来观测电感峰值电流，并以此工作。当Ri两端电压与控制电压匹配时，电源开关就被指示关闭。如果我们现在来考虑交流电路图，就要考虑电容及其寄生元件，如图4所示。
图4:交流模型使用跟电容模型相关的总阻抗Rac 在存在补偿斜坡的情况下，控制电压不再是固定的直流电压，而是斜率会影响最终峰值电流设定点的斜坡电压。图5显示了最终波形。到达峰值电流值的时间比不存在斜坡的情况下更快，就好像我们会人为增加电流控制感测电阻Ri一样。它有降低电流控制环路增益及降低连续导电模式(CCM)下两个极点的作用。当转换器过渡到DCM时，仍然存在斜坡，必须予以顾及。
图5:由于补偿斜坡的缘故，峰值电流并不等于控制电压除以Rsense 3 完整交流模型 既然我们已经推导出所有系数，我们就可以更新原先图4中中所示的模型。更新的电路图如图6示。R1对应于等式(20)中的系数，并可推导出与输出电压调制直接成正比的电流。
图6:交流模型图 4 应用脉宽调制(PWM)进行调光控制 我们将使用下面的值来检验我们的计算。这是一款DCM升压转换器，为22V压降的LED串提供恒定功率，详细参数参看附件。
图7:平均模型帮助验证工作偏置点及交流响应
图8:波特图确认了直流增益及极点位置 第2部分：LED调光控制系统的实际应用方案与验证 1 LED调光控制系统电路图 高亮度白光LED的模拟调光会产生色偏。PWM数字调光控制是预防色偏的首选调光方法，因为发光强度将是平均流明强度。PWM导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。 图12代表的是汽车应用LED调光控制系统，其在关闭模式下静态电流消耗低于10 A.它采用安森美半导体的NCV887300 1 MHz非同步升压控制器，此器件以恒定频率不连续峰值电流模式工作。负载包含一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相应的电路板如图13所示。
图12:用了NCV887300的LED PWM调光控制电路
图13:NCV887300 LED演示电路板 2 LED交流动态阻抗特性鉴定 根据制造商数据表中在特定工作条件下测得的特征曲线，可以近似得出LED动态阻抗。系统具体热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法，这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言，我们使用频率响应分析仪，在100% PWM占空比的热稳定工作条件下，测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗见下图14。
图14:电流感测反馈网络的电路内小信号响应 3 系统性能测试 图12中所示的LED调光电路的1000:1 200 Hz PWM调光工作波形如图15所示。VC波形上有少许补偿电容电压放电，这是Q9双向开关响应时间与透过D19的PWM钳位激活之间的竞争条件产生的结果。电阻R29被引入，与钳位二极管D19串联连接，以限制补偿网络电荷耗尽。VFB波形维持想要的数字波形及幅值(无模拟调光)。 PWM信号指令转为低态后出现额外短路持续时间GDRV波形(第6个脉冲)，这是NCV887300内部逻辑传播延迟响应时间的结果。此额外脉冲的能量有利于帮助维持输出升压电容中的电荷，因为它补偿了深度PWM调光工作模式期间的某些寄生漏电流能量损耗。
图15:1000:1 200 Hz深度调光工作 第三部分：结论 本方案分两部分进行，第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号响应等式;在第2部分中有效地应用于分析LED PWM调光电路。方案中探讨了200 Hz 1000:1深度调光能力的实际层面问题。最后运用仿真和测量结果，与忽略相位误差的情况进行比较得到1000:1 200 Hz PWM工作波形显示出了极佳的工作性能。从而也证实了本方案的实用性。 |
