一款基于电流控制模式的白光LED驱动芯片设计

本文基于2μm 15V双极型工艺设计了一种电流控制型PFM Boost DC-DC开关变换器芯片，通过采用低反馈电阻技术减小外部反馈电阻的损耗，并采用负载电流反馈技术调节系统占空比以减小系统稳态时输出电压电流纹波系数。芯片采用Fixed-On-Time控制方式，当整个系统稳态时处于Boost PFM的不连续导通模式(DCM)，而这种工作模式具有天然的稳定性。

电路系统结构设计

系统采用如图1所示典型的电流控制型PFM Boost DC-DC变换器拓扑结构，虚线框内为芯片原理框图，框外为外围器件连接示意图。其中，STDN为芯片的使能端，低电平时关断整个芯片以降低静态功耗;SENSE为输出电压反馈采样端;VFB为负载电流反馈采样端;DRIVE为外部功率开关控制端;基准电压通过电阻分压产生A2比较器的参考电压VRA2;A1比较器的参考电压为VRA1;A1和A2通过一个二端与非门控制一个暂稳态为1.7μs单稳态电路;输出级DRIVE驱动外部功率管QT。

系统将工作在两个状态：连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)。VIN上电，STDN置高电平，基准源为A2比较器提供的比较参考电压为 VRA2。由于系统刚启动，A1、A2输出高电平，单稳态电路不触发，输出高电平，外部功率管QT导通。当VSENSE>VRA1，A1输出低电平，单稳态电路触发，DRIVE电压迅速被拉低，开始给外部C2充电，在RS2两端电压未达到A2比较参考电压前，系统将重复上述过程，系统工作在连续导通模式。当RS2两端电压超过A2比较电压VRA2时，A2比较器输出低电平，单稳态电路触发，外部功率管关断，从此时起1.7μs内L给C2充电，当L 放完电后，C2开始放电，致使RS2两端电压仍然超过A2比较电压，A2输出低电平，单稳态电路持续输出低电平，外部功率管继续处于关断状态，系统工作在不连续导通模式。系统启动升压为连续导通模式，进入稳态后系统为不连续导通模式。

电路原理与设计

1、开关限流控制电路

图1中A1比较器、单稳态触发器、驱动放大器和外部开关管组成的环路为开关限流控制电路。假定单稳态触发器输出高电平稳态，外部功率管QT导通，二极管 D截止，电感L中的电流线性上升。当电感电流较小时，限流电阻RS1上的压降小于30mV，A1 比较器输出低电平，不能触发单稳态触发器翻转;而当电感电流上升至限流Ipk时，电阻RS1上的压降达到VRA1，A1 比较器输出翻转，输出低电平经与非门控制单稳电路进入暂稳态,外部功率管QT关断。由于电感电流必须连续，因此电感L的感应电动势为左负右正，二极管D导通，电感L开始对C2进行充电，输出电压VOUT上升。这一过程将持续1.7μs至暂稳态结束，单稳态触发器重新回到高电平稳态，再次使QT重复上述的开关过程，直至最终VOUT达到额定输出电压。

图2为A1比较器电路，BIAS为偏置端，VA1为输出端，VS为正向输入端，SENSE为负向输入端，即为外部电感电流Ipk检测端。由于Q10、 Q11、Q12偏置相同，故其提供的偏置电流相同。Q10、Q13、RS构成A1比较器正向输入支路。由于VCC和VBIAS电压为常数，Q13采用二极管连接方式，A点的电压为VBE13 VS;由于Q13、Q14同为NPN管，其两管的VBE阈值电压相同，当VSENSE>VBE13 VS- VT(be)时，Q14截止，B点上升为高电平，Q15导通，VA1输出低电平，通过控制与非门触发单稳电路，外部功率管关断，VSENSE迅速下降为 0，Q14导通，B点被拉至低电平，Q15关断，VA1输出高电平，此时控制信号为与非门所屏蔽，不触发单稳电路。电路进入1.7μs暂稳态，等待外部电感L放电结束。

由于系统外围电路的主要功率损耗来源于反馈电阻RS1和电感L的寄生串联电阻，所以可以通过低反馈电阻技术来降低系统外围器件功耗。即通过调节RS可以提供一个尽可能小的比较参考电压VRA1(约为30mV)，对于电感：

当VRA1减小时，对于相同电感的Ipk，可以有效地减小RS1阻值，进而降低系统外围器件功耗。

2、负载电流反馈电路

图1中，电感L、二极管D、负载、检测电阻RS2、A2比较器组成的环路为负载电流反馈电路。VFB端为A2比较器反向输出端，即负载电流检测端。当系统进入暂稳态时，电感L通过二极管D给电容C2和负载供电。此时电感 L给负载供电电流为Ipk，此时VFB端检测电压VFB达到最大为Ipk×RS2，大于A2比较器的正向参考电压VRA2，A2 比较器输出低电平，通过与非门控制单稳态触发，关断外部功率管,而此时系统已经进入暂稳态，外部功率管已经处于关断状态， A2比较器会持续触发单稳态。随着电感电流IL减小，电容C2两端电压逐渐上升，当外部电感电流IL满足式(2)：

这时电容C2开始对负载供电。当电感电流IL降为0，系统进入电感电流非连续模式，这时只有电容C2给负载供电，当负载电流ILoad小于IL0时，A2比较器输出高电平，其控制信号为与非门所屏蔽，不触发单稳态电路。此时外部功率管导通，开始给电感L充电。

基准电路与A2比较器电路如图3所示，左边为带隙基准电路，右边为A2比较器。Q1～Q5和R1～R3组成带隙结构，产生带隙基准电压VREF，VREF通过电阻分压产生比较器考电压VRA2。Q4和Q5的VBE之差为：

其中，AE4、AE5为晶体管Q4、Q5的发射区面积，比值为N：1，得到基准电压为：

Q6～Q9和R6构成A2比较器，BIAS为偏置电压，D点为正向输入端，VFB为负向输入端，VRA2为A2比较器的输出端。A2比较器主要是根据负载电流大小，来调节占空比大小，减小负载电流波动。

由图3可知，正向端参考电压为：

Q6、Q7偏置相同，Q8为二极管连接方式，当外部功率管导通时，VFB

Q9截止，VA2输出高电平，单稳态不触发。当VFB>VRA2，Q9导通，VA2输出低电平，触发单稳态，关断外部功率管。

模拟仿真结果

采用2μm 15V bipolar工艺进行电路设计，电路各模块和外围元件的连结如图4所示。外围元件的取值为：L=22μH，RS1=40mΩ，RS2=15Ω，C1=2.2μF，C2=2.2μF。采用Hpsice电路模拟软件对电路进行模拟验证。

在系统典型工作条件(VIN=3V，T=25℃，VOUT=10.8V)下，系统各端子的瞬态模拟输出波形如图4所示(典型情况下，系统大约只需200μs就达到稳定的输出电压)。表1为典型工作条件下电学特性的模拟结果。

芯片版图设计

双极工艺相对于CMOS工艺具有噪声小、速度快、驱动能力强等优点，拥有较高的精度。芯片采用2μm bipolar工艺设计，由于电路结构简单，器件较少，版图面积为0.67mm×1.28mm。

本文设计了一种用于彩色LCD背光照明的白光LED驱动芯片。采用PFM控制模式低反馈电阻技术、负载电流反馈技术实现低功耗恒流输出的设计目标。基于 2μm bipolar工艺仿真验证，在20mA典型应用时，电流调整率达到0.02mA/V，效率为80.1%。芯片能在8V的电源电压下稳定工作，最大静态电流为152μA。该芯片拥有低功耗、电压电流纹波系数小、成本低等优点。